毫米波相控阵列应用中的高效角偶极子天线外文翻译资料

毫米波相控阵列应用中的高效角偶极子天线

摘要：已经开发出一种用于毫米波相控阵列的高效微带馈电端射角偶极天线。天线建在特富龙基板的两侧，这允许从单端微带线到差分偶极子的宽带馈电。该设计可产生宽广的辐射图，用于扫描，在20-26 GHz时增益约为2.5dB，在24 GHz时的交叉极化水平lt;-15dB。在相邻的元件之间以6.8mm的中心间距（0.50-0.54波长在22-24GHz）。还开发了带有磁接地平面边缘的角偶极天线的一种变体，在23.2-24.6GHz时测得的增益gt;6dB，元件之间的互耦非常低（对于6.8mm间距，lt;-23dB） 。当参考微带线馈电时，两个天线的辐射效率均大于93％（包括失配损耗）。这些天线作为相控阵辐射器的有用性已在扫描频率高达50度的22-24 GHz的几个八元线性阵列中得到了证明。应用领域是汽车雷达和高数据速率通信系统。

关键词：24GHz，60GHz，汽车雷达，毫米波（mm波）天线阵列，毫米波天线，毫米波通信系统，平面天线。

第一节 介绍

在过去的几年里，平面天线由于其低成本易于制造以及具有高效运行的潜力而在毫米波相控阵应用中引起了人们的兴趣。对于相控阵系统，天线应具有较宽的波束宽度，较低的互耦合和较宽的工作频率。最近Eldek等人用简单的改进的馈源，提出了用于C波段和X波段应用的偶极天线，并展示了一个两元素阵列。Chen等人还提出了一种偶极子天线，其带微带锥形巴伦在2.5GHz。Zhen等人证明了八木天线和带有微带巴伦的蝴蝶结天线，在8–11GHz频率下具有出色的性能，以及Deal 等人开发的准八木天线，在具有180°平面巴伦的X波段和毫米波频率下，也表现出良好的性能。Grajeck等人展示了24GHz的平面高增益八木天线，但是由于其高方向性，该天线不适合相控阵应用。最后，Sowers等人使用了印刷偶极子天线用于高效94GHz相控阵。

本文介绍了一种微带馈电偶极子天线，与扁平（0°）设计相比，偶极子臂的角度为60°。这种设计导致较宽的波束宽度和减小的互耦合，并且具有较宽的频率响应。该天线在理论上和实验上都针对频率和基板高度进行了表征，并特别注意了交叉极化水平，该交叉极化水平强烈依赖于基板高度。而且，还提出了具有磁性接地平面边缘的新颖设计，具有较高的增益，并且相邻元件之间的互耦仍然非常低。利用两种不同的天线，在22-24GHz的频率范围内，建立了一个扫描角为45-50度的8元阵列，并对其进行了测试，结果表明两种天线都具有良好的性能。

第二节 单元件设计和测量

1. 天线设计

图1展示了印刷在Rogers RT/Duroid 5880基板上的成角偶极天线的布局式厚度为15密耳（0.381毫米）。天线由两个相同的60°角臂组成，一个在基板的顶侧，另一个在基板的底侧。选择60°角以获得用于扫描目的的最宽E平面光束宽度，并且还导致相邻元素之间的相互耦合较低。天线的输入阻抗为50欧，并通过以下方式连接到微带线，=1.2mm（=50）。天线由宽度为2mm的平行板传输线供电，=0.4mm，阻抗=130。该传输线成为长度为微带的馈线=2.2mm，阻抗=93。进料设计遵循[1]，[2]，[3]，[4]中提出的思想，其中，微带进料和平衡偶极子进料之间的平衡-不平衡转换器是使用特氟龙基材的顶部和底部构建的。截断的微带接地层放置在=3.9mm来自偶极子顶点的光并且用作反射器以产生单向偶极子图案。

图2所示为60°，45°和0°偶极子天线，使用Ansoft-HFSS计算出的方向性分别为2.8、3.1和3.0dB，相关的交叉极化水平分别为-10.5，-11.3和-11.9dB。由于接地平面反射器的不完善，所有设计的前后功率比均为9-10dB。显然，60°设计可产生最宽的E平面图案，在距宽边50°处仅下降2.0dB，对于相控阵应用而言，该性能非常出色。如图2（b）所示，所有三个天线的H平面图非常宽。

60°角偶极天线设计的天线阻抗是使用接地平面中的突变跃迁和跃迁锥度进行仿真的（图3）。在两种情况下，顶部金属线均保持不变。模拟的输入阻抗会导致突变的匹配度稍好一些。我们认为，如果针对每种设计都对顶部金属线进行了优化，则突变和锥形过渡都可以设计为产生相似的响应。

间隔为6.8 mm的两个成角度偶极子天线之间的互耦合（0.50-0.54在22–24GHz下）使用HFSS对三个不同角度进行了仿真。60°角偶极子为所有三种设计提供了最低的互耦（图4）。目前尚不清楚为什么在60°的情况下21–25GHz的互耦会有很大的下降，但是即使没有这种下降，这种设计仍然提供最低的互耦响应。

图5显示了在5GHz，10mil，15mil和20mil的基板厚度下，在24GHz下模拟的60°角偶极共极化和交叉极化模式。天线尺寸稍作修改，以使每种情况下天线都能在24 GHz下谐振。可以看出，交叉极化水平随着基板厚度的增加而增加（表1）。交叉极化主要是由于位于两个不同基板高度的偶极臂之间的垂直场。显然，对于相对较低的交叉极化水平，在24GHz时，最大允许基板厚度为15密耳。

1. 阻抗和模式测量

使用具有微带到CPW过渡的接地信号接地CPW探头测量60°角偶极阻抗（请参见图1）。进行了标准的TRL校准，以消除CPW到微带过渡的影响，并使参考平面达到图1所示的平面（也如图6（a）所示）。测得的回波损耗与HFSS模拟非常吻合，并且在20.0-26.2GHz范围内低于-10dB 。阻抗测量也使用图6所示的微带到同轴线的过渡进行，并得到基本相同的阻抗。

使用零偏肖特基二极管检测器（Krytar 303B型）和锁定放大器（Stanford Research Systems，SR830 DSP锁定放大器）在接收模式下测量辐射方向图。使用高性能的Southwest Microwave 2.92mm连接器[11]将二极管检测器连接到微带馈线。用1kHz正弦波信号对RF信号进行幅度调制，并使用锁定放大器测量整流后的1kHz。在同轴连接器和二极管检测器上使用了薄吸收体，以减少其散射效应。测得的方向图与HFSS仿真非常吻合，并在整个天线带宽上显示出宽广的辐射方向图。测得的同轴交叉极化水平低于预期（~16.5dB，相比于在24 GHz时为-10.5dB）。我们认为，这是由于同轴连接器的轻微散射导致交叉极化水平降低。

1. 增益测量

使用标准增益（喇叭）天线测量60°角偶极子的绝对增益。2.92毫米西南微波连接器与成角度的偶极天线一起使用，以最小化连接器处的反射并最大化测得的功率。使用已校准的安捷伦功率计（E4417）测量接收到的功率，并且使用该功率计来测量发射功率。然后使用Friis传输公式获得60°角偶极子的增益。天线阻抗不匹配不会从测量中排除。但是，天线和西南连接器之间的微带线的损耗是独立测量的，并从测量值中扣除（0.46dB），这会将参考平面放置在微带线上。

图8显示了在20、22、24和26GHz时测得的60°角偶极增益。在天线带宽上测得的增益近似恒定，其值约为2.5dB。HFSS报告的增益为2.6dB，在24 GHz时的指向性为2.82dB，并且差异主要是由于阻抗失配[见图6（b）]。60°角偶极天线的测量效率~93%（包括失配损失），0.1dB测量误差。

1. 具有波纹状（磁性）接地面的倾斜偶极子

图7中测得的成角度偶极子的辐射方向图显示前后比率约为10dB。获得更好的前后比的一种方法是优化反射器的宽度（接地平面边缘）。 如图9（a）[9]所示，接地平面边缘的有效宽度可以通过引入1/4长度的接地平面的波纹来减小。这些波纹会引入一个磁性平面，并大大衰减横向边缘电流。瓦楞纸长2.8毫米，宽0.2毫米，间隙为0.2毫米，每瓦楞纸有28个。使用HFSS对偶极后的不同接地平面宽度（无波纹）进行了参数研究，发现4–6mm的宽度可获得最高的增益和最佳的前后比。如图9（a）所示，选择了5.2 mm的接地平面宽度进行演示（原始设计的接地平面宽度为22–26mm）。

与原始设计的20-26.2GHz天线相比，具有波纹状（磁性）接地平面的成角度偶极子会导致它在22.5-24.5GHz的频率下工作时 lt;-10dB，并且与仿真非常吻合。该设计在24GHz时具有较高的前后比率，约为19dB（与之相比，标准设计中只有10dB），并且H平面图案也更窄（图10）。E平面在宽广的50°处显示出3.2dB的下降（与标准设计的2.0dB相比），并且同轴交叉极化水平保持在-17dB。在24GHz时测得的绝对增益为6.5dB（HFSS仿真为6.4dB），高于原始设计的2.5dB增益（图11）。增益的提高归因于E平面和H平面图案变窄以及后瓣中的功率降低。波纹状的（磁性的）接地平面边缘形成了高效的天线，非常适合相控阵应用。

第三节 天线阵列测量

1. 互相耦合

使用图12（a）中展示的天线布局来测量两种设计中的两个60°角偶极子天线的相互耦合程度（带有接地波纹和不带有接地波纹）。同样，TRL校准用于校准CPW到微带的过渡效应。倾斜偶极子的中心距为6.8 mm（0.5-0.54在22-24GHz下），测量结果显示，在非常宽的带宽上，互耦lt;-23dB。50微带线损耗在24 GHz时为0.22 dB/cm，对测量天线之间的的贡献仅为1.8dB。

1. 主动模式测量

还使用五个中心距为6.8 mm的元素测量了角偶极子的有源E和H平面图案（带有和不带有接地波纹）。四个天线的末端为50，测量中心元件的图案并在图14中示出。由于元件之间的相互耦合较低，因此测得的有源图案非常接近单元素图案。

C．22-24GHz八元素阵列的测量

制造和测试中心距为6.8mm（0.5-0.54在22-24GHz下）有不同固定角的几个八元线性阵列。对于8元件阵列所测量的输入阻抗表示在图15（c）中，测量的在26-28GHz频段lt;-8dB，在21.5-26GHz频段lt;-10dB。同轴校准套件限制了26GHz以上的测量，阵列馈源是具有Wilkinson耦合器和片外100电阻器的标准公司设计电阻（0.60.3毫米）。图15（b）中的阵列采用固定的微带线延迟，以便在24 GHz时获得45°扫描角（在22 GHz时达到50°扫描角）。

测得的E平面辐射方向图与仿真显示出良好的一致性，并且交叉极化水平约为 -12至-13dB（图16）。对于扫描的带有和不带有波纹的8元素阵列，在24 GHz处测得的3dB波束宽度分别为17°和16°。测得的交叉极化水平与模拟值非常吻合。在这种情况下，连接器起着次要的作用，因为它远离辐射器并且与8个辐射天线的散射不同。

不出所料，由于元素之间的0.45的间隙，在24GHz下呈45°扫描图案的光栅波瓣。从图16（a）和（b）中可以很清楚的看出由于E平面元素的分布，具有波纹状（磁性）接地平面的情况在24GHz时的光栅波瓣水平低于标准偶极接地平面的情况。图16（c）中显示了没有扫描的八元素阵列图形，与3dB波束宽度为12°的仿真非常吻合。

对于带有和不带有接地波纹的8元素45°扫描阵列，分别在24 GHz下测量了10.7和8.3dB的增益（在参考平面1处）。因此，在参考点处测量的8元素45°扫描阵列的增益。带有和不带有接地波纹的平面2分别为12.3和9.9dB。这些扫描阵列的仿真HFSS增益分别为12.0dB和10.6dB，并且在测量和仿真之间实现了良好的一致性。带有波纹状接地平面的天线阵列由于E面和H面元件的方向图较窄且背面辐射较低，因此在45°扫描角时，测量增益增加了2.4dB。

在参考点处测得的增益为9.9dB。8元素未扫描阵列的第1平面，没有接地平面波纹。平面1和2的估计损失是~1.3dB，因此在参考点8处未扫描阵列的测量增益为11.2dB。平面2（HFSS预测增益11.6dB）。对于未扫描的具有地平面波纹的阵列，未进行增益测量，HFSS预测的增益为13.9dB。表2总结了8元素阵列的测量结果。

第四节 总结

本文介绍了毫米波端射偶极天线，它们可作为单元件辐射器并用于相控阵系统。使用波纹状（磁性）接地平面可以显著提高天线增益、前后比和H平面图。两根天线都可实现相对宽带的操作（10–20％），较低的交叉极化水平以及在24 GHz时非常高的辐射效率（~93%）。这些平面天线可以缩放到60、77或者94GHz应用于汽车雷达和高数据传输的通信系统。

用于60GHz毫米波通信系统的磁电偶极子天线

摘要：提出了一种适用于60GHz毫米波应用的新型宽带磁电偶极天线。该天线具有宽带和稳定的增益特性。由于其互补的天线结构，可以获得低交叉极化和低反向辐射。单个元件的原型是使用低成本的单层印刷电路板（PCB）技术构建的。所提出的天线具有51％的阻抗带宽（SWRle;2）和大约8dBi的增益。

关键字：宽带天线，毫米波天线，60GHz无线电波，互补天线

第一节介绍

如今迫切需要提高载波频率，因为这样的进展将满足大规模数据传输的需求，并解决当前分配频段中缺乏自由频谱的问题。商业毫米波技术时代的曙光已经来到。

微带贴片阵列是毫米波天线设计中的竞争选择。为了克服微带天线的窄带宽问题，文献中报道了许多技术，例如L探针馈电、叠片、U型槽、背腔结构和光圈耦合进纸。这些设计大多数是在低温共烧陶瓷（LTCC）基板上实现的，具有很宽的阻抗带宽。然而，与印刷在常规印刷电路板上的设计相比，它们的制造成本高。此外，针对毫米波波段，还开发了其他类型的天线，包括腔体支持天线，锥形缝隙天线和扇形天线。在[7]中，短回火天线由领结偶极子激发，因此具有57％的宽阻抗带宽。在[8][9]中，证明了锥形缝隙天线可以设计在毫米波段。通过使用零折射率超材料，[9]中的设计实现了约12.6dB的高增益。在[10]中，两个锥形狭缝元件组合在一起

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