双频和宽带双极化圆柱介电谐振天线外文翻译资料

双频和宽带双极化圆柱介电谐振天线

摘要—这封信探讨了双极化圆柱电介质谐振器天线（DRA）的双频和宽带设计。这些设计利用了DRA的基本模式和高阶模式。条带和缝隙馈电激励方法分别用于天线的端口1和2。为了演示，设计了适用于DCS（1.71–1.88 GHz）和WLAN（2.4–2.48 GHz）频段的双频段双极化DRA，以及涵盖2.4 GHz的WLAN频段的宽带版本。研究了两种设计的S参数、辐射方向图、天线增益、天线效率和包络相关性。结果发现，双频和宽带设计的端口隔离度分别高于36 dB和37 dB。观察到测量结果和模拟结果之间具有良好的一致性。

关键词：介电共振器天线（DRA），双频天线，极化分集，宽带天线。

I.介绍

自从介质谐振器（DR）天线（DRA）被Long等人提出。 在1983年[1]，由于它具有体积小、重量轻、损耗小、效率高和易于激励等吸引人的特性而受到了广泛的研究。DRA可以是任何形状，但实际上，圆柱形状应该是最重要的，因为它在商业市场上广泛可用。

近年来，分集天线可以改善信号接收，因此受到了极大的关注。分集天线分为空间和极化分集天线。后者具有优于前者的优点，因为它不需要任何额外的天线元件，因此更加紧凑且具有成本效益。使用不同的DR形状和馈电结构设计了几种双极化DRA [4] – [8]。在[4]中，双极化矩形DRA由两条彼此相差90度的微带线激发。DRA在简并模式下运行，两个端口的公共阻抗带宽均为2.6％。在[5]中，双极化矩形DRA由缝隙耦合源激励，两个端口的10dB阻抗带宽为7.9％。为了实现良好的隔离，两个端口的插槽相互垂直，以最大程度地减少其耦合。在[6]中，共面波导（CPW）结构的偶数和奇数模式用于生成双极化矩形DRA的正交线性极化（LP）场。

正交DRA模式也已用于双极化DRA的设计，以提供不同的辐射图。例如，双极化矩形DRA的正交和准模式分别用于产生宽边和全向辐射场[7]。类似地，正交的和模式用于设计双极化圆柱DRA [8]。

如上所述，所有双极化DRA均为单频带设计。而且，它们的阻抗带宽在2.6％–13.5％的范围内，对于某些宽带应用而言可能还不够。在这封信中，首次研究了双频带和宽带双极化圆柱DRA。设计中使用了圆柱DRA的基本模式和高阶模式。每个模式对应一个频带，当两个模式足够接近以合并在一起时，可以获得宽带设计。在我们的双极化设计中，分别对端口1和2使用带状和槽式激励方法。为了演示，针对每种情况设计并制造了原型。第一个原型是工作在DCS（1.71–1.88 GHz）和WLAN（2.4–2.48 GHz）频段的双频段设计， 第二个是包含2.4 GHz 的WLAN频段的宽带设计。在每种情况下，使用ANSYS HFSS对S参数、辐射方向图、天线增益和包络相关性进行仿真，并通过测量进行验证。观察到测量结果和模拟结果之间具有良好的一致性。结果发现，对于双频和宽带情况，分别可以获得36 dB和37 dB以上的非常高的端口隔离度。

II. 双极化圆柱面的设计

A.双频双极化圆柱DRA

图1显示了双频双极化圆柱DRA的配置，其半径为a，高度为h，介电常数为。在这封信中，DRA由介电常数为6.85的K9玻璃制成，尽管确定双模圆柱DRA半径和高度的设计公式可用[9]，但它们仅适用于的范围，因此不能在此处直接使用。但是，由于DRA尺寸基本上与的平方根成反比，因此可以先使用[9]，然后扩大到当前的情况。使用这些初始值，使用HFSS调整尺寸以优化DRA，最终结果是a=22毫米和h=50.5毫米。

基板的介电常数为，大小为150times;150，厚度为d=1.57mm。垂直共形导电带用于激励端口1处的DRA。该条的长度为17毫米,宽度W为3毫米，并通过通孔连接到微带馈线。在接地面上制造了一个长度为24mm，宽度为2mm的矩形槽，以改善端口1的匹配。对于端口2，耦合槽的长度为27.5毫米，宽度为2毫米。它位于DRA的中心，并由在基板另一侧制造的50微带馈线馈送。改变条带长度和匹配槽长度可以轻松实现端口1的匹配。对于端口2，可以通过更改耦合插槽长度和短截线长度轻松获得良好的匹配。图2显示了双波段双极化圆柱DRA的两张照片。

图3显示了天线的实测S参数和模拟S参数，可以观察到它们之间的合理一致性。参考该图，下频带和上频带分别与和模式相关联。在端口1处，测得的谐振频率为这两种模式分别为1.76和2.43 GHz，与1.78和2.42 GHz的仿真值合理吻合。测得的阻抗带宽(||lt;-10dB)较低和较高频段的分别为18.38％（1.68–2.02 GHz）和7.01％（2.34–2.51 GHz）。在端口2处也获得了合理的吻合度；测量的谐振频率为1.83和2.43 GHz，仿真值为1.85和2.44GHz。在较低频段和较高频段，测得的端口2阻抗带宽分别为16.22％（1.70–2.00 GHz）和15.13％（2.26-2.63 GHz）。这两个端口完全覆盖DCS（1.71–1.88 GHz）和WLAN（2.40–2.48 GHz）频段。另外，两个频段之间的端口隔离度高于36 dB。

图4显示了在1.8和2.45 GHz下双极化DRA的测量和模拟辐射图。参考该图，如预期的那样，观察到每个端口的侧面辐射图。对于E平面和H平面，在视轴方向（）上，测得的共极化场比交叉极化场强20dB。

图5显示了天线的测量和仿真增益。从图中可以看出，端口1在较低和较高频段的峰值增益分别为6.45和8.02 dBi。 对于端口2，观察到相似的6.44和8.98 dBi峰值增益。应注意，高阶模式提供了更高的天线增益，这是可以预期的，因为DRA在更高的频率下电较大。 在图5中还显示了两个端口的天线效率测量值，其中考虑了匹配。参考附图，它们在DCS和WLAN频段上超过80％。

B.宽带双极化圆柱DRA

现在讨论宽带双极化设计。同样，分别在端口1和2上使用剥离和缝隙激励方法。然而，发现在这种情况下难以匹配阻抗。为了解决该问题，为端口1引入了一对不相等的弧形槽，而在端口2的微带馈线中插入了阻抗变压器。图6显示了该配置的俯视图。侧视图类似于双频情况[图1（a）]，因此为简洁起见，此处不包括在内。参考该图，在距中心R的距离处制造了具有张角，和径向宽度D的一对不相等的弧形槽。圆弧形用于为端口2提供更长的耦合槽。在端口2处，插入的阻抗变压器位于输入端口附近。根据[9]，应使用较大的h/a比例的细长的DRA，以使两种模式彼此更接近。这使得能够合并两种模式以增加带宽。

设计公式[9]用于帮助确定圆柱形DRA的尺寸。较低和较高频带的频率任意选择为GHz,GHz，介电常数为9.4用于计算。如此获得的尺寸随后针对当前情况进行了放大。最后，使用HFSS调整尺寸以优化天线，并获得，。图7显示了宽带双极化圆柱DRA的测量和模拟S参数。参考该图，通过合并和模式获得宽阻抗通带。端口1和2的测量阻抗带宽分别为39.51％（1.95-2.91 GHz）和31.7％（2.15-2.96 GHz），重叠带宽为30.04％（2.15-2.91 GHz）。重叠频段覆盖WLAN（2.4–2.48 GHz）频段和较低的WiMAX频段（2.3–2.4和2.496–2.69 GHz）。从该图可以看出，在整个重叠频带上获得了超过37 dB的非常高的端口隔离度。

还测量了两个端口的辐射方向图，并在2.45 GHz下进行了仿真。如预期的那样，发现了宽边辐射方向图。在视轴方向上，同极化场比交叉极化场强20 dB，但为简洁起见，此处未显示结果。图8显示了宽带设计测得的天线增益。与双频带情况类似，由于DRA的两种谐振模式，每个端口都有两个峰值，端口1和2分别为（6.67 dBi，8.36 dBi）和（6.46 dBi，9.42 dBi）。在同一图中还显示了两个端口的测量的天线效率（包括匹配）。从图中可以看出，由于端口2的阻抗不匹配，端口2的天线效率比端口1的2.2GHz以下的端口具有更快的滚降。发现两个端口的天线效率在整个重叠频段之间在75.6％和99.9％之间变化。

为了评估双极化DRA的MIMO性能，可使用公式[10]计算其包络相关（EC）。 尽管该公式不是精确的结果，但通常可以提供准确的估计[11]，[12]。 图9示出了使用该公式获得的测量和计算结果。 参考该图，在感兴趣的频带上，每种设计的EC均小于0.05，满足低相关性（EClt;0.5）的标准。

结论

通过使用DRA的基本模式和高阶模式设计了双波段和宽带双极化圆柱DRA。条带和插槽馈送源分别用于端口1和2。为了证明可行性，设计并制造了双频段和宽带原型。双频带原型覆盖DCS和WLAN频带，而宽带则具有超过30％的宽阻抗带宽，覆盖了有用的2.4 GHz频带。测量和模拟非常吻合。每种设计均获得了超过36dB的非常高的端口隔离度。另外，已经发现在每种情况下EC均小于0.05，这表明非常好的分集性能。

在双频DRA插槽混合天线上

摘要—电介质谐振器天线（DRA）放在开槽腔的顶部，以形成混合双频天线。切割到空腔上的带状槽由嵌入式L探针馈送，而DRA则由在空腔顶面上切割的耦合矩形槽提供。已经发现，区域缝隙和DRA的谐振频率分别主要取决于区域缝隙和DRA，这极大地促进了双频带设计。为了证明这一想法，提出的混合双频天线被设计用于IEEE802.11a / b WLAN应用。研究了双频天线的反射系数，辐射方向图和增益，仿真与测量结果基本吻合。对建议配置进行了参数研究，以表征天线。

关键词：介电共振器天线，双频，混合天线，L探针，缝隙天线。

I. 介绍

缝隙天线因其易于制造，外形小巧，功率高以及对曲面的适应性而得到了广泛的研究[1] – [3]。这些有利的特性使其在WLAN通信等实际应用中得到了广泛的应用[4]。近年来，现代无线通信系统中对双频带天线的需求迅速增长，为此已经提出了许多缝隙天线[5]，[6]。例如，在[5]中使用变容二极管来调谐缝隙天线的第一和第二谐振模式以提供两个频带，文献[6]中的缝隙天线与细线天线结合使用，实现双频工作。但是，在两种情况下，两个共振模式都不相互独立，因此它们的共振频率不能为随意设计。

在过去的十年中，已经尝试使用介电共振器（DR）天线（DRA）设计双频带天线。DRA [7]由Long等人首先研究。[8]具有许多优点，例如体积小，重量轻和损耗低。在[9]中，两个不同的DR元件由单个耦合槽馈电以提供两个频带。这是一个聪明的方法，但是当两个设计频率相距不足够时，两个DR元件之间的耦合可能会成为问题。一些研究人员将DRA和缝隙谐振器结合在一起，制成了双频混合天线[10]– [12]。在这些研究中，缝隙谐振器要么同时用作DRA[10]的耦合缝隙，要么直接连接到DRA的馈送网络[11]，[12]。结果，可能难以设计两个任意频率。

近来，已经使用L探针[13]来匹配区域缝隙天线[14]的阻抗。通过使用两个矩形缝隙[15]扩展了该想法，以实现双频天线。但是，这种双频天线具有非常强的交叉极化场，将其应用仅限于室内应用。文献[16]中提出了一种新的双频设计，将Lprobe馈送的纬向缝隙天线和DRA相结合。本文对这种新结构进行了全面研究。在这种新结构中，将带状槽切割到支撑DRA的中空导电腔上。L探头用于直接给缝隙天线供电，并通过矩形耦合缝隙间接激励DRA。耦合槽位于DRA的中心，以最小化交叉极化场，并最大程度地增强与DRA的耦合[17]。事实证明，这种槽耦合源对于激励DRA十分有效[9]，[18]，[19]。

为了证明这一想法，提出的混合双频天线被设计用于IEEE802.11a / b WLAN

系统。已经发现，双频带天线的低频和高频分别主要由纬向缝隙和DRA控制，这使得设计非常容易。Ansoft HFSS被用来模拟所提出的天线，该模拟与我们的测量结果相当吻合。对天线进行了参数研究，并讨论了各种参数对天线性能的影响。

II. 天线配置

图1显示了天线配置。空腔的横截面为正方形，每边的长度A为35mm。它由厚度为0.3毫米的铜板制成。将宽度为1mm的带状槽切割到导电腔上，将腔分为下部和上部。简单的分区缝隙天线不需要下部[14]，但是发现双频带结构需要匹配两个谐振模式的阻抗。上部由两块泡沫支撑，而下部直接连接到接地层。上部和下部的内部高度由和给出。空腔顶部是长度a为15mm、宽度b为9.4mm 、高度d为7.5mm和介电常数的矩形DRA。能量通过长度L为9mm和宽度为1mm的上部矩形槽耦合到DRA。L探针的半径为0.5毫米，偏移为2mm 。其水平和垂直臂的长度为分别为与，前者将上耦合槽平分。DRA和上耦合槽均位于与X轴对齐的L探针水平臂上方的中心，上槽位于。接地层大小为，厚度为0.3毫米。

III. 模拟和测量结果

建议的天线使用HP8510C矢量网络分析仪进行测量。图2显示了天线的测量和模拟反射系数，他们之间达成一致。对于较低和较高的频段，测得的10 dB阻抗带宽（）分别为4.48％（通带：2.40-2.51 GHz）和6.17％（通带：5.03-5.35 GHz），完全覆盖了 IEEE802.11a / b WLAN系统。参考图2，测得的较低频段的谐振频率为2.46 GHz，与2.44 GHz的模拟值（误差为0.82％）非常吻合。据研究[20]，据研究[20]，一个细方环形天线在的周长处谐振，其中是波长。结果，谐振频率比周长相等时高了约10％。频率的增加归因于环路的转角效应。该结果也适用于方形缝隙天线，因此可以通过使用原始公式估算谐振频率，其中c是真空中的光速。在当前情况下，估计的谐振频率为2.3GHz，与2.44 GHz的模拟值（误差为3.28％）合理地吻合。这验证了图2中的第一谐振模式是由带状槽的基本谐振引起的。模拟值和估计值之间的差异主要是由于原始公式未考虑L探针的加载效果。图2中的较高频段是由DRA的模式引起的。根据介电波导模式（DWM）理论[21]，-模式频率可以

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