300W谐振DC-DC变换器的拓扑选择，设计和仿真外文翻译资料

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300W谐振DC-DC变换器的拓扑选择，设计和仿真

摘要：由于更高的效率，更低的电磁干扰和减少转换损失是PWM转换器的更高的工作频率所特有的，谐振转换器拓扑研究。本文涉及用于前端DC-DC 变换器应用负载谐振变换器的比较。三种拓扑;串联谐振，并联谐振和串并联谐振变换器都在讨论之列，每个转换器的相对优点和缺点还将讨论。

关键词：串联谐振转换器 金属-氧化物半导体场效应晶体管 零电压开关

一 介绍

为了高效率地进行功率转换并且减小变压器和滤波器部件的尺寸，转换器需要高频工作作。高频DC-DC转换器的吸引人的替代方案是使用谐振转换器。这些转换器通常使用高频谐振（LC）电路。这些电路可以以低于谐振频率的开关频率工作。与基本共振原理相关的任何类型的低于谐振的情况相比，以上谐振是优选的，其中谐振处于基本共振曲线的滞后功率因子区域中。本文针对300W的变换器等级，讨论了中压DC-DC转换器应用中三种谐振拓扑结构的性能。本文还介绍了通过降低开关损耗（开启和关闭）可以实现更高的效率。仿真结果与理论方面进行了验证。

二 拓扑选择

在谐振拓扑中，串联谐振转换器（SRC），并行谐振转换器（PRC）和串并联谐振转换器（SPRC）也称为LCC谐振变换器）是三个主要拓扑。 对这些拓扑结构的分析进行了研究，并研究了中压低电流前端DC-DC转换器的大多数流行性。

串联谐振变换器概述

图1出示了在D类最有应用价值一个SRC的配置;连续传导开关频率是上述谐振频率，与占空比的50％可以被施加到所述谐振储能电路方波电压VAB。

图1.SRC的配置

由于液相色谱箱的过滤作用，尽管油箱回路以方波方式供给，但它只选择无害元件。 共振操作表明谐振电路电流iLr滞后于施加到谐振槽VAB的电压。 并且由于这个原因，开关在零电压（ZVS）下导通，并且导通开关损耗几乎为零。 使用功率MOSFET开关，具有快速反向恢复的反并联二极管不需要，因为其反向寄生二极管即使在较高频率工作时也具有足够的速度。 结果表明，在谐振操作时，没有开关和二极管开关损耗[2] [3]。 通过改变输入电压VAB的频率，谐振池的阻抗将发生变化，并且可以调节输出电压。 Sofor串联谐振转换器，最大增益发生在谐振频率，这可以从直流增益证明

特征（图2）也是[3]。

图2 SRC的直流增益特性

只有一个基本组成部分被认为是分析电流所以等效交流电阻;

对于SRC的优点是通过ZVS具有较低的开关损耗和EMI，因此通过高频操作降低了效率和磁性部件尺寸的降低。这种类型的回退不适用于宽范围的输入电压，并且在轻负载条件下不能调节输出[4,5] 。在中国，这种类型的优点是轻负载，频率不需要太多变化以保持输出电压的调节。因此，轻负荷调节问题在中国不存在。缺点是即使在轻负载下，循环能（开关电压和电流的重叠）也非常高，导致更多的损耗，由于较高的循环能量，较高的截止电流，因此不适合DC-DC转换[6] [7]。对于SPRC的优势，它结合了PRC和SRC的特点。与SRC相比，负载变化具有较窄的开关频率范围，与PRC相比，循环能量降低。 SPRC的主要问题是输入范围宽，导通损耗和开关损耗将增加，开关损耗与高输入电压下的PWM转换器相似，因此不是DC-DC转换的优选解决方案[6] [7]。在分析和比较所有拓扑结构后，结论是使用MOSFET作为电源开关的SRC设计更加容易，因为它只需要在单相谐振点上设计，并通过软开关转换器进行设计。可以降低更高的开关损耗和超大尺寸转换器在更高的开关频率操作.Set谐振转换器是最简单和最易于理解的拓扑，具有更高的部分负载效率，这就是为什么选择中功率前端DC-DC转换[8]。

三 模拟方案

对于前端DC / DC应用，半桥SRC设计满足以下参数的规格：设计方程：谐振频率：

fr= 12LCPi;...（2）

其中，L =谐振槽的电感，C =谐振槽的电容器特性阻抗：

Zc= LC ...（3）

求解等式（2）和（3）罐电路参数可以发现。串联谐振电路的品质因数：

Q= L WrL R= cLZR ...（4）

Wr =2pi;fr...（5）

由于分量应力直接作为Q的函数，所以Q的值应尽可能低（这里为0.2）

DC-DC转换器数据：

（i）输入电压：325 V DC

（ii）开关频率：50 kHz

（iii）开关频率与谐振频率之比（fs / fr）：1.1

（iv）变压器匝数比：1 ：4.15

（v）谐振电感（Lr）：0.743mH，

（vi）谐振电容（Cr）：16.5nF

（vii）输出电压：600V DC

（viii）输出功率：300W

图3显示了PSIM 6.0中的中压前端DC-DC转换器的仿真方案。在这种模拟仿真中，半桥逆变器的MOSFET门控具有50％占空比的方波电压波形，在两个开关的过渡之间提供0.35mu;s的死区时间，以避免二次开关的交叉传导。模拟完成时间为0.02秒

图3对于前端DC-DC转换电路仿真

四 仿真结果

图4a功率开关选通脉冲

图4b电感电流

图4c电容电压

图4d开关管电压

图4e开关电压和电感电流

图4f谐振逆变器的输出电压

图4g ZVS / ZCS打开和死区

图4h 低电流关闭

图4i 直流输出电压和输出电流

图4（a）示出栅极脉冲加在功率开关

Q1和Q2具有占空比50％和0.35 ISEC两个开关的之间的死区时间的。图4（b）中AND4（c）表示谐振电感电流和电容器电压，很显然，谐振回路的过滤作用是强正弦波形在那里施加甚至方波峨山输入。电流和电压之间的电流由于振荡性质相比减小 PWM波形，以便循环能量和谐振开关被导致到转换器的软交换。图4（d）表示MOSFET的电流，作为在死区时间MOSFET的寄生二极管电流，从而它能够上实现ZCS条件。图4（e）示出转换器的波形在满负荷，ASIT可能获得在滞后功率因数区域用于在整个负载范围转换器的操作。图4（f）示出谐振逆变器。从图4（G）很显然，导通ZVS由于上述共振操作来实现的。图四（h）表示低电压/低电流关断的关闭的一个MOSFET引起相反MOSFET的寄生二极管被接通，并返回科莉能量DC源，这是在低关断损耗的结果。 轮到断开MOSFET管的时间是非常低，因此这些不影响从模拟波形图 4（g）和4（H）那么很显然，开关损耗能够提高的整体效率。图4（i）表示转换器的直流输出电压和电流。由于谐振槽的滤波作用，波纹的数量非常小，二次侧滤波电容的值也降低。

五 结论

通过SRC，PRC和SPRC的比较分析，可以得出结论，SRC是中等功率前端DC-DC转换的一个很好的选择，因为易于设计程序，并且大多数了解更高效率的拓扑结构。 WithSRC结合MOSFET作为电源开关，通过在谐振频率以上操作变频器，自动实现ZVS / ZCS自动实现，并且还实现了低电流关断，这导致开关，磁性和滤波器组件的尺寸以及总体尺寸的减小转换器。 这些也可以从仿真结果进行分析和验证。 由于SRC无负载调节困难，因此应采用其他方法来调节空载时的输出电压。

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