用于现代无线通信系统的新型紧凑型滤波器天线外文翻译资料

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用于现代无线通信系统的新型紧凑型滤波器天线

摘要 - 在本文中提出设计，制造和测量一种用于现代无线通信系统的新型紧凑的滤波器天线，滤波器天线由两个微带方形开环谐振器，耦合线和Г型天线构成，Г形天线是由在滤波器设计中被视为导纳逆变器的耦合线制造。Г形天线不仅是一个散热器，而且也是带通滤波器的最后一个谐振器。因此，在滤波器和天线之间需要努力达到接近零的转换损耗。其设计规则遵循带通滤波器的合成中的环形电路方法。测量结果表明，滤波天线在反射系数|S₁₁|lt;-10dB阻抗带宽为16.3％（超过2.26-2.66 GHz）和有2.41dBi的增益

索引术语 - 滤波器天线，Г形天线，开环谐振器滤波器，合成。

手稿2011年7月20日收到; 修订于2011年9月21日;2011年10月2日公布。;

当前版本2011年10月24日。

作者是西安电子科技大学天线与微波技术国家重点实验室，邮编 710071（电子邮件：wj1218wu @ 126.com）。

本信中一个或多个数字的颜色版本可在以下网址获得：http：//ieeexplore.ieee.org。

数字对象标识符10.1109 / LAWP.2011.2171469

一 介绍

无线通信领域在过去几十年一直在经历革命性的增长。这是由许多无线产品以及诸如无线局域网，全球定位系统（GPS），手机，蓝牙等发明引起的。在这些系统中，天线和滤波器相比其他组件通常都是较大的组件。 因此，如果设计出单个紧凑模块可以同时有期望滤波器和散热性能将是非常有意义的。

在以下文献中已经进行了好些努力以将滤波器和天线集成到单个模块中[1] - [7]。在[1]中，滤波器和天线的设计基本上是独立的。滤波器和天线的直接连接通常导致阻抗失配并且恶化滤波器的性能，特别是在带边缘附近。为了避免这种情况，在滤波器和天线[2]，[3]。之间使用了一个阻抗变换结构。 然而，过渡结构增加了整个系统的复杂性，以及其重量，尺寸和损耗。最近，提出了一种结合滤波器和天线的联合设计方法[4] - [7]。这种集成方法减小了滤波器天线尺寸和滤波器与天线之间的转换损耗。但是 [4]和[5]中的滤波器天线没有显示出良好的滤波器性能 - 特别是带边缘选择性和阻带抑制，[6]和[7]中的滤波器天线的导纳反相器难以合成。

在本文中，提出了一种用于现代无线通信系统的新的紧凑型三极滤波器天线。使用合成方法，将两个微带方形开环谐振器，耦合线和Г形天线集成为滤波器天线。在滤波器和Г天线之间实现了近零转换损耗滤波器天线的总损耗几乎等于滤波器插入损耗。所提出的滤波器天线具有小尺寸0.41lambda;g*0.6lambda;g，其中lambda;g是在2.45GHz处的引导波长。滤波天线的平面结构易于制造并与无线通信系统的电路板集成。滤波器天线为常规带通滤波器，通带中的平面天线增益，以及阻带中的高抑制提供了良好的裙带选择性。测量结果与模拟结果一致。

（a）微带三极滤波器。 （b）集成三极滤波天线

二过滤器的合成

在设计集成滤波天线之前，合成三极微带方形开环谐振滤波器的参考如图1（a）所示。 然后，通过用如图1所示的Г形天线代替滤波器的第三谐振器来实现三极滤波器天线。 1（b）。

使用标准滤波器合成技术[8]设计一个具有0.1dB的等均线和在2.45GHz的13％的分数带宽（FBW）三极切比雪夫带通滤波器.谐振器之间的耦合系数和谐振器的输入和输出端口处部的质量因子k₁₂=k₂₃=0.12 Q_ext，1=Q_ext，2=7.93。该滤波器由三个开环谐振器组成，并且印刷在具有介电常数ε_r=2.65和0.6mm厚度的衬底上。当外部谐振器仅由外部电路加载时，获得外部品质因数也就是说，在消除其他谐振器之后获得的外部谐振器的外部品质因数。

质量因子值可以通过改变s₁来调整。小的外部品质因数发生在小的s₁ 用于表征的方法作为函数s₁基于 Q_ext，1/2=，

，

其中 Delta;f_plusmn;90°度表示S₁1的相位比共振[9]中的S₁₁的相位高90°和低90°的频率之间的差。f Q_ext，1/2和S1之间的关系是通过参考S₁₁参数在幅度和相位上的模拟获得的。对于S₁的每个模拟值确定（1）的变量如下：f₀是出现最小S₁₁幅度的频率，并且如上所述，可以从s₁₁相位响应容易地计算Delta;f_plusmn;90°，将谐振中的S₁₁的相位作为与频率f₀对应的相位。

图2（a）描述了S1的函数的外部品质因数变化。 可以看出S1越小，外部品质因数越小。谐振器之间的耦合由谐振器的距离S2决定。 更强的耦合发生在较小的S2中。基于如下公式

其中f_o1和f_o2是每个谐振器的自谐振频率，而f_p1和f_p2是井谐振结构的本征频率[9]。

通过每个谐振器的电磁仿真，可以找到自谐振频率。当改变谐振器的距离S₂时，两个耦合的方波开环谐振器的模拟确定本征频率。曲线K_12/23与S₂如图2所示，可以看出，随着S₂的增加，耦合系数整体减小。

图2 两个设计参数的特性曲线 （a）外部品质因数Q_ext，1/2（b）耦合系数K_12/23。

三 综合滤波器天线合成

图3展现了所提出的滤波器天线，其包含两个方形开环谐振器，耦合线路和Г形天线。在所提出的集成方法中，在滤波器和天线之间不需要中间过渡结构。因此，在滤波器和天线之间存在接近零的转换损耗。由于天线是在最后一个谐振器的滤波器中设计的，第一步是合成天线的质量因子Q_A，其方法可以从 [10]来找到，其中Z_in是在图1所示的天线观察的天线馈电点处的结构的输入阻抗。天线的接地平面（也是电路的接地平面）具有固定尺寸长*宽=30*30mm²。谐振频率由Г天线总长度（x1 x2 x3）限定，该长度为28.9mm，并且相当于大约为四分之一2.45GHz波长。如图4所示，因为该条上的最强电流分布，Q_A取决于水平条长度x1。该图可以用作用于合成参数的设计图。最后，为了实现Q_A=Q_ext,2=7.93,x1，x2和x3分别选择为13,12.1和3.8mm.

为了将Г形天线连接到第二方形开环谐振器，使用导纳逆变器的耦合线。耦合线的长度（y1 y2）几乎等于在2.45GHz的lambda;g/4。耦合线的一条线是第二方形开环谐振器的截面。耦合线设计参考[11]。如图所示考虑分别具有偶模和奇模特征阻抗Z_0e和Z_0omicron;的耦合线。其等效于图5（a）所示的电路。图5（b）在2.45 GHz处。为了在2.45GHz具有相同的电路性能，耦合线和等效电路的ABCD矩阵应当在theta;=pi;/2处相等，从而得到

因此，一旦知道J₂₃Z₀，就可以获得耦合线的阻抗和尺寸，J₂₃Z₀的来源

其中FBW是滤波器的分数带宽。theta;是在2.45GHz的耦合线电长度，p₂和p₃是低通原型滤波器的元素值[9]，从这个设计中我们得到p₂=1.1474和p₃=1.0315。可以分别通过（4）和（5），）来计算偶模式和奇模式特性阻抗Z_0e和Z_0omicron;，从其中获得线宽和线之间的间隙。需要注意，这些尺寸取决于在滤波器天线。

合成中使用的特性阻抗Z_0，图6描述了它们作为Z₀的功能的变化。可以看出，阻抗Z_0，越小，间隙尺寸越小。当Z₀lt;50Omega;时，间隙变得小于0.1mm，这是难以实现的。因此，为了容易制造，这里选择特性阻抗Z₀ =80Omega;。这将对应于逆变器常数J₂₃Z₀ =0.3754和偶模式和奇模式特性阻抗(Z_0e, Z₀)=(121.31Omega;，61.24Omega;). 线宽omega;₂和线之间的间隙S₃等于0.51mm和0.19m

图3 所提出的滤波器天线的几何形状（W=30,L=30，omega;1=1.64，S1=0.6，alpha;=10.68，g1=2.6，omega;2=0.51，g2=1.3，s2=0.33，s3=0.19，y1=12.4，y2=8.6，x1=13，x2=12.1，x3=3.8，omega;3=1.2）所有尺寸单位均为毫米。（b）滤波器天线的照片。

图4品质因数Q_A作为带材长度x₁, omega;₃=1.2mm,x₁ x₂ x₃=28.9mm的函数

图5 （a）耦合线的几何形状和（b）相应的等效电路

图6所提出的滤波器天线中不同Z₀的耦合线的尺寸。

四 模拟和测量结果

将滤波器天线的测量的S₁₁和增益与图7中的模拟结果进行比较. 测量的S₁₁在整个带宽上低于-25 dB. 测得的带宽为16.3％，接近模拟带宽的14％，在测量的和模拟的谐振频率（即分别为2.46和2.45GHz）之间的0.4％的差主要是由于衬底的损耗角正切和制造公差。测得的增益在2.45 GHz时为2.41 dBi，非常接近模拟的2.53 dBi

。为了研究所提出的滤波器天线的辐射特性，在图8中给出了在2.45GHz的滤波器天线的表面电流分布。可以注意到，电流流过Г形状的天线而不改变方向，并且最强的电流分布在长的水平条上。这表明滤波器天线可以在yz平面中获得几乎全向的辐射图。在 xy- yz和 - 平面中在2.45GHz的测量和模拟的总场辐射图在图9中示出。在yz平面中的辐射图几乎是全向的，峰值增益为1.31 dBi。

图7模拟和测量S₁₁和增益的拟议滤波器天线

图8所提出的滤波天线在2.45 GHz的表面电流分布

图9 所提出的滤波器天线的模拟和测量的辐射模式（a）xy平面（b）yz平面

五 结论

提出了一种新的紧凑三阶滤波天线。假设包含辐射元件的Г形天线是滤波器谐振器中的一个，则使用四分之一波长耦合线来集成天线和微带滤波器谐振器。所提出的滤波器天线提供了在常规带通滤波器的通带中的平面天线增益和在带内的高抑制间良好的裙状选择性。滤波器天线的电响应呈现集成的滤波和辐射功能，而不损坏它们中的任何一个。由于这些结果，滤波器天线非常适合用于对于现代无线通信系统来说必不可少的RF前端。

参考文献

[1] G. Goussetis and D. Budimir, “现代无线系统的天线滤波器,” in Proc. 32nd Eur. Microw. Conf., 2002, pp. 1–3.

[2] M. Troubat, S. Bila, M. Theacute;venot, D. Baillargeat, T. Moneacute;diegrave;re, S. Verdeyme, and B. Jecko, “组合微波电路的相互合成应用于滤波器天线子系统的设计” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 55, no. 6, pp. 1182–1189, Jun. 2007.

[3] J. H. Lee, N. Kidera, S. Pinel, J. Laskar, and M. M. Tentzeris, “针对V频段LTCC无线系统的完全集成无源前端解决方案” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 6, pp. 285–288, 2007.

[4] O. A. Nova, J. C. Bohoacute;rquez, N. M. Pentilde;a, G. E. Bridges, L. Shafai, and C. Shafai, “使用衬底集成波导腔的滤波器天线模块,” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 10, pp. 59–62, 2011.

[5] J. H. Z

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